Моделиране и проектиране на компенсация на контура при импулсни захранвания - Част 2 Списание
Продължение на 1-ва част на статията, публикувана в номер 731 от октомври 2015 г., на страници 96 до 101.
Моделиране на новата степен на мощност с ток със затворен контур
Фигура 19 показва опростен модел от първи ред на степента на мощност на преобразувателя с вътрешен токов контур, който просто третира индуктора като източник на ток, контролиран от напрежението uC на ITH щифта на усилвателя. Подобен подход може да се приложи и за други топологии с управление на режима на индуктивен ток. Колко добър е този прост модел?
Фигура 20 предоставя сравнение на трансферната функция GCV (s) = vOUT/vC между модела от първи ред и по-сложен, но точен модел. Той съответства на преобразувател на текущ режим, работещ с честота на превключване 500 kHz. В този пример моделът от първи ред е с точност до 10 kHz,
1/50 от честотата на превключване fSW. Над тази стойност фазовата диаграма на модела от първи ред вече не е точна. Следователно този опростен модел е добър само за дизайн с ниска честотна лента.
Всъщност е доста трудно да се разработи точен модел на малък сигнал за преобразуватели на текущ режим за целия честотен диапазон. Моделът на текущия режим на R. Ridley [3] е най-широко използван от производителите на захранващи устройства за управление на пиковия ток и долинов ток. Съвсем наскоро Jian Li разработи по-интуитивен модел схема [4] за управление на текущия режим, който може да се използва и за други методи за управление на текущия режим. За да се улесни това, инструментът за проектиране LTpowerCAD включва тези прецизни модели, така че дори потребител с малко опит може лесно да проектира захранване в текущ режим без много познания за моделите Ridley или Jian Li.
Дизайн на компенсация на контура на преобразувател на текущ режим
На фигури 16 и 21, Gcv (ите) на степента на затворена токова верига се определя чрез избор на компонентите на степента на мощност, които се избират предимно въз основа на DC спецификациите/производителността на захранването.
Поради това коефициентът на усилване на външния контур за напрежение T (s) = GCV (s) A (s) KREF (s) се определя чрез степента на обратна връзка за напрежение Kref (s) и степента на компенсация A (s). Дизайнът на тези два етапа до голяма степен ще установи стабилността на източника и реакцията му към преходни процеси.
По принцип производителността на затворения контур на напрежение T (s) се оценява с две важни стойности: широчината на честотната лента на веригата и границата на стабилност на веригата. Широчината на честотната лента се квантува с помощта на граничната честота fC, при която коефициентът на усилване T (s) е равен на единица (0dB). Границите на стабилност на цикъла обикновено се определят количествено от този фазов марж или марж на печалбата.
Фазовият марж на fm контура се определя като разликата между общото фазово забавяне T (s) и –180 ° при граничната честота. Като цяло е необходим минимален фазов запас от 45 градуса или 60 градуса, за да се осигури стабилност. В случай на управление на текущия режим, за да се намалят превключващите шумове в текущия контур, границата на усилване на контура се определя като затихване при ½ · fSW. По принцип е желателно минимално затихване от 8dB (–8dB усилване на контура) при ½ fSW.
Избор на желаната гранична честота в контура на напрежението fC
По-високата честотна лента помага да се постигне бърз отговор на преходните процеси. Увеличаването на честотната лента обаче обикновено намалява границата на стабилност и прави контура за управление по-чувствителен към превключващия шум.
Оптималният дизайн обикновено постига добър баланс между честотната лента (преходна реакция) и границата на стабилност. Всъщност контролът на текущия режим също въвежда двойка двойни полюси wn поради ефекта на дискретизация на текущия сигнал при 1/2 fSW [3].
Тези двойни полюси въвеждат нежелано фазово забавяне от порядъка на ½ · fSW. Като цяло, за да се постигне достатъчен фазов марж и затихване на шума на платката, се избира честота на прекъсване по-малка от 1/10–1/6 от честотата на фазовото превключване fSW.
Kref (s) дизайн на мрежата за разделяне на обратна връзка с R1, R2, C1 и C2
На фигура 16 DC печалбата KREF от Kref (s) е съотношението на вътрешното референтно напрежение VREF към желаното DC напрежение на изхода Vo. Резисторите R1 и R2 се използват за регулиране на желаното изходно напрежение.
По избор може да се добави кондензатор C2, за да се подобри динамичната реакция на контура за обратна връзка. Концептуално, при висока честота, C2 осигурява ниска импедансна мощност за променливотоковия сигнал на изходното напрежение и по този начин оптимизира преходните реакции. Но C2 може също да добави нежелан шум от превключване към контролния контур. Следователно, филтърният кондензатор С1 може по избор да бъде вграден, за да смекчи превключващия шум. Както е изразено в уравнение 11, трансферната функция на резистивния делител KREF (s) с C1 и C2 има нула и полюс. Фигура 22 показва основния график на KREF (s).
При проектиране на fz_ref> C1.
Както е посочено, максималното нарастване на фазата jREF_max се определя от съотношението на делителя KREF = VREF/VO. Тъй като VREF е фиксиран за даден контролер, най-голямото увеличение на фазата може да бъде постигнато с по-голямо увеличение на изходното напрежение VO.
Изборът на jREF, C1 и C2 е баланс между желаното увеличение на фазата и нежеланото увеличаване на усилването с висока честота. Общото усилване на цикъла трябва да се провери по-късно, за да се оптимизират стойностите.
Дизайн на компенсационна мрежа тип II с усилвател за грешка ITH в контура на напрежението
ITH изместването A (s) е най-важният елемент в дизайна на компенсация на контура, тъй като определя DC печалбата, честотата на прекъсване (честотна лента) и фазовите/усилващите граници на захранващия контур. За изход на токовия източник, усилвател на свръхпроводимост gm, неговата трансферна функция A (s) се получава чрез уравнение 18:
където gm е усилването на усилвателя за грешка в свръхпроводимостта. Zith (s) е импедансът на компенсационната мрежа на ITH пина на изхода на усилвателя.
От блок-схемата за управление на фигура 21, грешката на регулиране на напрежението може да бъде количествено определена, както следва: